电子电路大全(PDF格式)-第63部分

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　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Cs　2　=Cdb1　　＋Csb　2　＋Cgs　2　=0。26pF　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Cd　2　=Cgd　2　　＋Cdb　2　＋CL　　＋Cbias　　=5。055pF　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　有　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　τC　　　　=C　　　　R　　　=36ns　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　gs　1　　　gs　1　in　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　g　m　rds　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　τC　　　　　≈C　　　　　　　　　　　=75ns　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　gd　1　　　gd　1　　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　r　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　τC　　　　≈C　　　　　ds　=13ns　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　s　2　　　　s　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　g　m　rds　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　τC　　　　≈C　　　　　　　　　　　=25。3us　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　d　2　　　　d　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　正如期望的，输出节点的时间常数起主要作用，其次重要的时间常数是Cgd1　的时间常　



数　，　虽　然　忽　略　了　Cgd1　　在　－　3dB　频　率　上　的　效　应　。　因　此　，　－　3dB　频　率　准　确　写　为　



ω　　≈1/τC　　　　　　　　　=2π×6。3kHz　

　　…3dB　　　　　　　　d　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　。　　



共源共栅放大器　HSPICE　频率分析　　



　　　　　M3　通过M6　形成一个共源共栅镜像电流源产生Ibias。选择P沟道晶体管的宽度和长度，　



使得它们的g　m　　和　rds　　与N沟道晶体管的情况相匹配。　　



　　　　　　　



　　　　　网表：　　



　　　　　EX8。5　Cascode　AMP　frequency　test　　



　　　　　。option　post=2　numdgt=7　tnom=27　　



　　　　　Vdd　　　1　　　0　　dc　　5　　



　　　　　Ibias　　6　　　0　　　dc　　100u　　



　　　　　M4　　　6　　　6　　　7　　　1　　pmos　w=390u　　l=2u　　



　　　　　M5　　　7　　　7　　　1　　　1　　pmos　w=390u　　l=2u　　



　　　　　M6　　　8　　　7　　　1　　　1　　pmos　w=390u　　l=2u　　



　　　　　M3　　　2　　　6　　　8　　　1　　pmos　w=390u　　l=2u　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　87　　


…………………………………………………………Page　536……………………………………………………………

　　　　M2　　　2　　　3　　　4　　　0　　nmos　w=100u　　l=1。6u　　



　　　　M1　　　4　　　5　　　0　　　0　　nmos　w=100u　　l=1。6u　　



　　　　　Cl　　　　2　　　0　　　　　0。3p　　



　　　　　Vbias　　3　　　0　　　dc　　2。5　　



　　　　　Vin　　　　5　　　0　　　dc　　0。8425　　ac　　1　　



　　　　　　



　　　　　。op　　



　　　　　。ac　　dec　　10　　0。1　　1000Meg　　



　　　　　。print　　vdb（2）　　



　　　　　。MODEL　nmos　NMOS　　LEVEL=3，　　　　　　　TOX=1。8E…8，　　　　　　LD=0。08U，　　



　　　　　＋UO=500，　　　　　VMAX=2。0E5，　　　PHI=0。6，　　　　　　　　　GAMMA=0。5，　　　　　　



　　　　　＋NSUB=2。5E16，　　　　VTO=0。7，　　　　　　　NFS=8。2E11，　　　　CGSO=2。5E…10，　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　＋CGBO=2。5E…10，　　　　CJSW=2。5E…10，　　CGDO=2。5E…10，　　　　MJ=0。5，　　



　　　　　＋CJ=2。5E…4，　　　　　　　PB=0。9，　　IS=1。0E…16，　　　　　　JS=1。0E…4　　　　　　　　



　　　　　＋KF=600E…27　　　AF=0。8　　　　　　　　　NLEV=2　　　　　　　　　　　RS=600　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　＋RD=600　　　　　　　　　　　ETA=0。05　　　KAPPA=0。007　　　　　　　　　　　　THETA=0。06　　



　　　　　＋ACM=2　　　　　　　　　　　　XJ=2。7E…7　　DELTA=0。7　　



　　　　　。MODEL　pmos　PMOS　　　LEVEL=3，　　　　　　　TOX=1。8E…8，　　　　　　LD=0。08U，　　



　　　　　＋UO=165，　　　　　　VMAX=2。7E5，　　　PHI=0。80，　　　　　　　　GAMMA=0。75，　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　＋NSUB=5。5E16，　　　　　VTO=…0。7，　　　　　　NFS=7。6E11，　　　　CGSO=2。5E…10，　　　　　



　　　　　＋CGBO=2。75E…10，　　　　CJSW=3。4E…10，　　CGDO=2。5E…10，　　　　MJ=0。5，　　



　　　　　＋CJ=3。7E…4，　　　　　　　　　　PB=0。8，　　　IS=1。0E…16，　　　　　　JS=1。0E…4　　　　　　　　



　　　　　＋KF=400E…27　　　　AF=1。0　　　　　　　　　NLEV=2　　　　　　　　　　　　RS=1200　　　　　　　



　　　　　＋RD=1200　　　　　　　　　　　ETA=0。12　　　KAPPA=1。5　　　　THETA=0。135　　



　　　　　＋ACM=2　　　　XJ=2。3E…7　　　　DELTA=0。3　　



　　　　　。end　　



　　　　　这个共源共栅放大器的频率曲线如下图所示。直流增益为　80dB（即　10000V/V），－3dB　



频率约发生在　2kHz。　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　图　9－14　共源共栅放大器的频率曲线图　　



88　　　　


…………………………………………………………Page　537……………………………………………………………

　　　　　在结束这一节之前，应对共源共栅增益级的高频性能做一些论述。正如我们刚才看到　



的，一般一个极点起主要作用，这样我们可以合理地模拟放大器增益为　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　A　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（）　　　　　　　　　V　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　A　s　　=　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　1＋s　/　ω　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…3dB　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…51）　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ω　

　　　　　这样，当频率实际上远大于　　…3dB　　，一般为作用的频率束，增益可近似写为　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（）　　　　　　AV　　　　　　　g　m1　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　A　s　　≈　　　　　　　　　　　≈　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　s　/　ω　　　　　　　sC　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　3　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　dB　　　　　　L　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…52）　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　g　m　　g　m　2　　　　1　g　m　　　　　　　　　　　　　　　　　　　1　　　　　　　2g　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　AV　　≈　　　　　　　　　　　　≈　　　　　　　　　　　　　ω　　≈　　　　　　　　　　　　　≈　　ds　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…3dB　

　　　　　上式利用了式　　　　　　　　　　　　　　　　2g　ds　g　ds　2　　　2　g　ds　　　和式　　　　　　　　　　Rout　CL　　　g　m　CL　。还要注　



意：除非任一源极阻抗或源极电容非常大，否则式（8…36）和式（8…52）的近似是很好的。此　



外　，　在　远　大　于　－　3dB　频　率　的　频　率　上　，　M2　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　源　极　的　导　纳　可　用　式　



　　　　　　　g　　　　　　g　　　　　g　　　　　　　　g　

　　　　　　　　　　　　＋　　＋　

　　　　　　　　　m　2　　　s　2　　　ds　2　　　　　　m　2　

Y　　　　=　　　　　　　　　　　　　　　　　　　≈　

　　in2　

　　　　　　　　　　　　　　　g　ds　2　　　　　　　　　　g　ds　2　

　　　　　　　　　　　1＋　　　　　　　　　　　　　　1＋　

　　　　　　　　　　　　　　　　GL　　　　　　　　　　　　　GL　　　求出，其中GL用　GL　　　　　　　　　＋sCL　　代替。这样一个替代的结果　



为　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　g　　　　　g　　　　　　g　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　＋　　＋　

　　　　　　　　　　　　　　Y　　　　=　m　2　　　　　s　2　　　ds　2　

　　　　　　　　　　　　　　　in2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　g　ds　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　1＋　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　G　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　L　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　G　　　　　＋sC　　　　　　　　

　　　　　　　　　　　　　　=g　m　2　　　　　L　　　　　　L　　　　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　g　　　　　　G　　　　sC　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　＋　　＋　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ds　2　　　　　L　　　　　L　　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　G　　　＋sC　　　　　

　　　　　　　　　　　　　　=g　m　2　　L　　　　　　L　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　g　ds　2　＋sCL　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…53）　　



　　　　　　　　　　　　　　　（　　　　　　）　

　　　　　　　ω》》1/　　r　　　　C　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Y　　　　=g　

　　　　　在　　　　　　　　　　　ds　L　　的频率上，s中的项起主要作用，　in2　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　m　2　　。M2　源极的近似时间常　



数可写为这个极点的总电容除以　g　m　2　　　　　　　　　　　　　　　　　。M2　源极的总电容是Cgs　2　　并联　Cdb1　并联　Cgd　1　。因为　



这个电容不是特别大而且这个节点的阻抗1/　g　m　2　　很小，所以这个节点的时间常数一般可忽　



略。但是在带一个小源极阻抗的放大器中，这个节点仍然是决定共源共栅放大器的第二个　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　C　　　　　　　　　C　

极点的主要因素。M2　源极的时间常数的上限可以简单求出。　　db1　并联　　gd　1　几乎总是小于　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　89　　


…………………………………………………………Page　538……………………………………………………………

C　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　C　

　　gs　2　　。因此，M2　源极的总阻抗等于K　　gs　2　　，其中：K在　1～2　之间（一般靠近　1）。利用　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　W　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

　　　　　　　　　　　　　g　　　=μ　C　　　　　V　

　　　　　　　　　　　　　　m　2　　　p　ox　　　　　　eff　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　L　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…54）　　



　　　　上式是对折叠式共源共栅放大器（对伸缩式共源共栅放大器，用μn　　大于μp　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　），并利　



用下式　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（　）　

　　　　　　　　　　　　　C　　　=KC　　　　=K　　　　WL　　　C　

　　　　　　　　　　　　　　　S　2　　　gs　2　　　3　　　　　2　ox　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…55）　　



　　　　　　　　　给出第二个极点的近似频率（忽略另一个不起主要作用的节点的时间常数）：　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　1　　　　g　　　　　3μ　V　　2　　　3μ　V　　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　m　2　　　　p　eff　　　　　P　eff　

　　　　　　　　　　　　　ω　≈　　=　　　　　　　　　=　　　　　　　　　》　

　　　　　　　　　　　　　　p　2　τs　　　　C　　　　　　2KL2　　　　　　　4L2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　2　　　　S　2　　　　　　　2　　　　　　　　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…56）　　



　　　　这个方程是任何使用共源共栅增益级放大器的单位增益频率的一个上限。注意：一旦　



　　　　　　V　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　V　

选择了　　eff　2　　，式（8…56）就相对独立于真正的设计，　eff　2　通常由最大信号处理需求决定。还　



　　　　　　　　ω　

要注意：　　p　2　　非常依赖沟道长度。　　



　　　　　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　V　

　　　　例：推算　0。8um技术中折叠式共源共栅放大器的第二个极点的下限，其中　　eff　2　　的典型　



值选为　0。25V。　　



　　　　解：通常，在一个模拟电路中，共源共栅晶体管的最小长度是用在数字电路中晶体管　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　μ　=0。02m2　　/　V。s　

最小长度的　1。25～1。5。因此，假设L2＝1。5*0。8um=1。2um，用　　p　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　，且　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　9　

V　　　　=0。25V　　　　　　　　　ω　》1。7　×10　　rad　=2π×276MHz　

　eff　2　　　　　　，我们有　　p　2　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　。对于一个伸缩式共源共栅　



放大器，上限将为　690MHz。在多数实际的运算放大器设计中，一个典型设计的单位增益频　



率应被限制到大约下限第二个极点的频率的一半。在这个例子中，折叠式共源共栅和伸缩　



式共源放大器的典型的单位增益应分别为　138MHz及　345MHz。　　



　　　　最后，当源极阻抗很大时，输入晶体管栅极的时间常数可能非常重要，虽然不像在共　



栅级中那么重要，因为共源共栅增益级所受到的米勒效应不那么严重。换句话说，在高频　



下，M2　源极的有效阻抗减小为1/　g　m　2　　　　　　　　，且从M1　的栅极到M2　的源极没有多少增益。回顾在　



　　　　　　　　　　　　　　C　

共源放大器中，　　gd　1　的有效尺寸被共源放大器的增益放大。　　



90　　　　


…………………………………………………………Page　539……………………………………………………………

　　　　　　　　　　　　　　　第　10　章　反馈放大器的频率响应和稳定性　　



10。1　反馈放大器的稳定　　



10。1。1　稳定原理　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　首　先　定　义　运　算　放　大　器　的　输　出　电　压　为　：　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　V　（　s）　＋V　（　s）　　

　　　图　10－1　运放示意图　　　　　　　　　　　　　　（　　）　　　　（　　）　　（　　）　　　　（　　）　　　　　（　　）　1　　　　　　　2　　　　　　　　　（10…1）　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　V　　　　s　　=　A　　s　　＇V　　s　　…V　　s　＇±　A　　　s　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　out　　　　　　v　　　　　1　　　　　　　2　　　　　　　　c　　　　　　　　2　　　　　　　



　　　　　式中，右边第一项是V　　（s）的差模部分，第二项是V　　（s）的共模部分。差模频率响应　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　out　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　out　



为A　（s），共模频率响应为A　（s）。　　

　　　v　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　c　



　　　　　运算放大器的典型差模频率响应可以表示为：　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　A　

　　　　　　　　（　　）　　　　　　　　　　　　　　　vo　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（10…2）　　

　　　　　A　　s　　=　

　　　　　　v　　　　　　　s　　　　　　s　　　　　　s