电子电路大全(PDF格式)-第59部分

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以考虑。在元件尺寸不断缩小的现代技术中，侧壁电容便显得特别重要。对于源极，侧壁　



电容可由下式求出：　　



　　　　　　C　　　　　=PC　　　　　　　　　　

　　　　　　　s　…sw　　　　s　　j　…sw　



其中，P　　为源极结的周长，不包括与沟道相邻的一边，且　　

　　　　　　　　　　s　



　　　　　　　　　　　　　　　　C　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　j　…sw　0　

　　　　　　C　　　　　=　　　　　　　　　　　　　　

　　　　　　　j　…sw　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　V　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　SB　

　　　　　　　　　　　　　　　　　1＋　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Φ　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　0　



64　　　　


…………………………………………………………Page　513……………………………………………………………

　　　　　　应该注意的是，OV偏置电压下每单位长度的侧壁电容　C　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　由于场植入管杂质量大而　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　j　…sw　0　



可以非常大。　　



　　　　　对于漏极的侧壁电容　Cd　…sw　　，情况类似　　



　　　　　　C　　　　　　=P　C　　　　　　　　　　

　　　　　　　　d　…sw　　　　d　　　j　…sw　



其中，P　　为不包括与栅极相邻部分边的周长。　　

　　　　　　　　　　d　



　　　　　　最后，源体－主体电容　Csb　　　　　　　　　　　　　　　　　　由下式表示：　　



　　　　　　　　　　　　　　　'　

　　　　　　C　　　　=C　　　　　＋C　　　　　　　　

　　　　　　　　sb　　　　　sb　　　　　s…sw　



　　　　　漏体－主体电容　Cdb　　　　　　　　　　　　　　由下式表示　　



　　　　　　　　　　　　　　　　'　

　　　　　　C　　　　=C　　　　　＋C　　　　　　　　　

　　　　　　　　db　　　　　db　　　　　d　…sw　



　　　　　　例　　　一　个　NMOS　管　模　型　化　后　具　有　以　下　参　数　：　Cj　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　=2。4　×10…4　　　　　pF　/（um）2　　　　　，　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…4　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…3　　　　　　　　　　　　2　

　Cj　…sw　=2。0　×10　　　　　　pF　/　um　　　　　　　　　　　　　　　　，　　　　　　　　　　　　　　　Cox　　=1。9×10　　　　　　　pF　/（um）　　　　　　　　　　　　　　　　　　，　



C　　　　　　　　=C　　　　　　　　　=2。0　×10…4　　　　pF　/　um　。晶体管W=100um；L=2um，求电容　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　、　　　　　、C　　　　和　C　　　　　。　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　C　　　　　C　

　　gs　…0V　　　　　gd　…0V　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　gs　　　　gd　　　　　db　　　　　　sb　



假设源极和漏极结延伸出栅极　4um，使得源极和漏极面积为　As　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　=Ad　　　　=400（um）2　　，两者的　



周长都为P　　=P　　　　　　　　　　　　=108um　。　　

　　　　　　　　　　　　　s　　　　　d　



　　　　　解：各个电容计算如下：　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　C　　　　　　　　　　　　　　　WLC　　　　　　　　　C　　　　　　　　W　　　　　　　　　　　pF　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　=　　　　　　　　　　　　　　　＋　　　　　　　　　×　=0。27　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　gs　　　　　　　　　　　　　ox　　　　　gs　…0v　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　3　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　　　　　　　　　　　　Cgd　　　　　　=Cgd　…0v　　×W　=0。02　pF　　　



　　　　　　　　　　　　　　　　C　　　　　　　　=C　　（　A　　＋WL）　＋　C　　　　　　　　　　　×P　　　　　=0。17　pF　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　sb　　　　　j　　　s　　　　　　　　　　　（　j　…sw　　　　　s　　）　



　　　　　　　　　　　　　　　　C　　　　　　　　=（C　　A　）　＋　C　　　　　　　　　×P　　　　　=0。12　pF　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　db　　　　　　　j　d　　　　　（　j　…sw　　　　d　　）　



　　　　　注意：源极－主体和漏极－主体电容要比栅极－源极电容更有意义。所以，对于高速　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　65　　


…………………………………………………………Page　514……………………………………………………………

电路，保持漏极和源极结的面积和周长尽可能小（可以通过晶体管之间共用结做到）是非　



常重要的。　　



9．1．3　SPICE　小信号模型参数　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



饱和区和线性区电容计算：　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　



　　



　　



　　



　　



66　　　　


…………………………………………………………Page　515……………………………………………………………

版图如下：　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

SPICE模型：　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　67　　


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电路频率特性分析用LEVEL3SPICE模型参数：　　



　　　　　。MODEL　nmos　NMOS　　LEVEL=3，　　　　　　　TOX=1。8E…8，　　　　　　LD=0。08U，　　



　　　　　＋UO=500，　　　　　VMAX=2。0E5，　　　PHI=0。6，　　　　　　　　　GAMMA=0。5，　　　　　　



　　　　　＋NSUB=2。5E16，　　　　VTO=0。7，　　　　　　　NFS=8。2E11，　　　　CGSO=2。5E…10，　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　＋CGBO=2。5E…10，　　　　CJSW=2。5E…10，　　CGDO=2。5E…10，　　　　MJ=0。5，　　



　　　　　＋CJ=2。5E…4，　　　　　　　PB=0。9，　　IS=1。0E…16，　　　　　　JS=1。0E…4　　　　　　　　



　　　　　＋KF=600E…27　　　AF=0。8　　　　　　　　　NLEV=2　　　　　　　　　　　RS=600　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　＋RD=600　　　　　　　　　　　ETA=0。05　　　KAPPA=0。007　　　　　　　　　　　THETA=0。06　　



　　　　　＋ACM=2　　　　　　　　　　　　XJ=2。7E…7　　DELTA=0。7　　



　　　　　　



　　　　　。MODEL　pmos　PMOS　　　LEVEL=3，　　　　　　　TOX=1。8E…8，　　　　　　LD=0。08U，　　



　　　　　＋UO=165，　　　　　　VMAX=2。7E5，　　　PHI=0。80，　　　　　　　　GAMMA=0。75，　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



　　　　　＋NSUB=5。5E16，　　　　　VTO=…0。7，　　　　　　NFS=7。6E11，　　　　CGSO=2。5E…10，　　



　　　　　＋CGBO=2。75E…10，　　　　CJSW=3。4E…10，　　CGDO=2。5E…10，　　　　MJ=0。5，　　



　　　　　＋CJ=3。7E…4，　　　　　　　　　　PB=0。8，　　　IS=1。0E…16，　　　　　　JS=1。0E…4　　　　　　　　



　　　　　＋KF=400E…27　　　　AF=1。0　　　　　　　　　NLEV=2　　　　　　　　　　　　RS=1200　　　　　　　



　　　　　＋RD=1200　　　　　　　　　　　ETA=0。12　　　KAPPA=1。5　　　　THETA=0。135　　



　　　　　＋ACM=2　　　　XJ=2。3E…7　　　　DELTA=0。3　　



　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



68　　　　


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9。2　共源放大器　　



　　　　为了进行高频分析，图　1　中共源放大器的小信号等效电路如图　2　所示。这里，Cgs1　是　



M1　的栅极－源极电容。注意，我们已经假设输入源极的输出电容可以忽略。电容C2　由M1　



和　M2　　的　漏　极　－　衬　底　电　容　与　负　载　电　容　CL　的　并　联　组　成　。　CL　一　般　占　主　导　地　位　。　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　



图　9…1　电流源负载共源放大器　　　　　　　　　　　　　　　　图　9…2　共源放大器高频分析的小信号模型　　



　　　　在高频下分析电路可使用节点分析。在节点v1，我们把所有离开节点的电流相加并设　



置总和为零，得到　　　　　　



　　　　　v　　（G　＋sC　　　　＋sC　　　　）…v　　G　　…v　　　sC　　　　=0　

　　　　　　1　　in　　　　gs1　　　　gd　1　　　in　in　　out　　gd　1　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…1）　　



　　　　　　　　　　　G　　　=1/　R　

　　　　其中：　　in　　　　　　　　　in　　。而且，在输出节点有　　



　　　　　v　　（G　　＋sC　　　　＋sC　　）…v　sC　　　　　＋g　　v　　=0　

　　　　　　out　　2　　　　gd1　　　　　2　　　1　　　gd1　　　m1　1　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…2）　　



　　　　　　　　　　　v　　=v　

　　　　　　　　　　　　1　　　gs　1　

　　　　其中：　　　　　　　　　　　　。　　



　　　　解式（9…1）和式（9…2）得　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　C　

　　　　　　　　　　　　　　　…gm1R2　（1…s　　　gd　1　）　

　　　　　　　　　vout　　　　　　　　　　　　　　　gm1　

　　　　　　　　　　　　　=　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　1　　　　　　　　2　

　　　　　　　　　v　　　　　　　　　　＋sa　＋s　b　

　　　　　　　　　　in　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…3）　　



　　　　其中　　



　　　　　　　　　a　=Rin　　Cgs1　＋Cgd　1　（1＋gm1R2　）＋R2　（Cgd　1　＋C2　）　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…4）　　



　　　　且　　



　　　　　　　　　b　=R　　R　　（C　　　C　　　＋C　　　C　　＋C　　　　C　　）　

　　　　　　　　　　　　　　in　2　　gd1　gs1　　　gs1　2　　　gd1　2　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…5）　　



　　　　在增益开始下降但仍然远大于　1　的频率下，分子的一阶项…s　（Cgd　1　/　gm　1　），　　　　　　　　以　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　69　　


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　　　　　　　　　　　　　　　2　

及分母的二阶项s　b　可以忽略。对于这种情况有　　



　　　　　　　　　　　　　　　vout　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…gm1R2　

　　　　　　　　A　　s　=　　≈　

　　　　　　　　　　（　）　

　　　　　　　　　　　　　　　vin　　1＋s　｛Rin　　Cgs1　＋Cgd　1　（1＋gm1R2　）＋R2　（Cgd　1　＋C2　）｝　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…6）　　



　　　　低频增益正如期望的为　…gm1R2　。让s　=　jω…3dB　　，解得　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　1　

　　　　　　　　　A　（jω…3dB　）　=　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　2　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…7）　　



　　　　得　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　1　

　　　　　　　　ω　　≈　

　　　　　　　　　　…3dB　Rin　　Cgs1　＋Cgd　1（1＋gm1R2　）＋R2　（Cgd　1　＋C2　）　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…8）　　



　　　　有趣的是，－3dB频率下的结果与使用零值时间常数分析技术＇Gray，1993＇的结果相同。　



在这个技术中，通过假设其它所有电容器为零，计算出每个电容器的时间常数，在问题中　



用电压源代替电容器，再用电压源与从电压源流出的电流的比来计算出那个电容器看到的　



电阻。电容器看到的时间常数就是电容乘以那个电容看到的电阻。整个电路－3dB的频率为　



1　除以单个电容时间常数的总和。对于共源放大器，Cgs1　看到的电阻是输入源极阻抗Rin，　



Cgd1　看到的电阻为　Rin　　（1＋g　m1R2　）＋R2　，C2　看到的电阻是R2。　　



　　　　　　　　R　　R　

　　　　除非　　in　　　　　2　　，式（8…8）分母的第一项一般起主要作用，有　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　1　

　　　　　　　　ω　　≈　

　　　　　　　　　　…3dB　Rin　　Cgs1　＋Cgd　1（1＋A）　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…9）　　



　　　　　　　　　　A　=g　　　R　　　　　　　　　　　　　　　　　　　Cgd　1　（1＋A）　

　　　　其中：　　　　　　　　m1　2　是低频增益的幅值。　　　　　　　　　　　　　　　　　　项通常称为密勒电容，因为它是使　



用密勒近似＇Sedra，1991＇得到的等效电容。因为Cgd1　的大小实际上要乘以　1　加上放大器　



的增益，所以Cgd1　必须很小。　　



　　　　在较高频率下，当增益不比　1　大很多时，第二个极点和零点必须考虑。第二个极点的　



频率可通过假设极点是真实的并分隔很远，则分母可以表示为　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　s　　　　　s　　　　　　　　　　s　　　　　　s2　

　　　　　　　　D　　s　　　　1　　　　　　　　1　　　　　　　　1　

　　　　　　　　　　（　）=　＋　　　　　　＋　　≈　＋　　＋　

　　　　　　　　　　　　　　　　ω　　ω　　　　　　　　　　　　　ω　　ω　ω　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　p　1　　　　p　2　　　　　　p　1　　p　1　p　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…10）　　



　　　　式（9…10）的系数可以与式（8…3）的分母系数等同。分母第二个极点的近似频率的方程可　



简单给出。　　



70　　　　


…………………………………………………………Page　519……………………………………………………………

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　g　　C　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　m1　gd　1　

　　　　　　　　　ω　≈　

　　　　　　　　　　　p　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　C　　　C　　　　＋C　　　C　　＋C　　　　　C　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　gs　1　gd　1　gs　1　2　　　gd　1　2　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…11）　　



　　　　　应该提到的是，密勒近似导致了第二个极点的近似频率不同且不正确。　　



　　　　　　

　　　　　例：在上面电路中，晶体管W/L＝100um/1。6um。假设unCox=90uA/V2　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　，　upCox=30uA/V　，　　



Ibias=100uA，rds…n=＇8000L（um）＇/＇ID（mA）＇，rds…p=＇12000L（um）＇/＇ID（mA）＇，Rin=180kΩ，　



CL=　0。3pF，Cgd1=　0。015pF，　Cdb2=36fF，推算图　9－1　中共源放大器的－3dB频率？　　



　　　　　解：有　　



　　　　　　　　　　R　　=r　　　&r　　　　=77kΩ　

　　　　　　　　　　　2　　　　ds1　　ds　2　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…12）　　



　　　　　且　　



　　　　　　　　　　C　　=C　　　＋C　　　　＋C　　　　　=0。36　pF　

　　　　　　　　　　2　　　　　L　　　　　db1　　　db　2　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（9…13）　　



　　　　　Rin的时间常数，即Rin　　Cgs1　＋Cgd　1　（1＋A），现在等于　0。26um。R2　的时间常数，即　



R2　　（Cgd　1　　＋C2　），等于　0。03um。－3dB频率（单位为赫兹）等于　　



　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　1　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…1　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

　　　　　　　　　　f　　　　≈　　　　　　　　R　　　C　　　　＋C　　　　　（1＋g　　　R　　）　＋R　　　　C　　　　＋C　

　　　　　　　　　　　dB　　　　　　　　｛　in　　　gs　　　　　gd　　　　　　m　　　　　　　　　　　（　gd　　　　　　　）｝　

　　　　　　　　　　　　3　　　　　　　　1　　　　　　　　　　　　　1　　　　　　　1　　2　　　2　　　　　　　1　　　2